Più clienti nei loro messaggi ci fanno notare che su internet si trovano un numero relativamente modesto di schemi attinenti oscillatori RF che si possano ritenere realmente di buona fattura, ovvero a basso rumore di fase oppure ad alta stabilità per citare due tra le caratteristiche maggiormente significative. Ma per quale ragione sviluppare gli oscillatori è un'arte che si rivela più complessa che non dimensionare un filtro od un amplificatore? In questo post cerchiamo di rispondere alla domanda fornendo nel contempo nozioni di concreta utilità a voi che ci leggete. Iniziamo col dire che l'ostacolo fondamentale che pesa nella progettazione lo si può riassumere in una breve frase: troppi elementi tra loro interagenti. Ci spieghiamo meglio, se desideriamo massimizzare un certo parametro scopriamo che andiamo a peggiorarne inevitabilmente un'altro. Potenza del segnale generato, reiezione delle armoniche, impedenza di uscita, intervallo di frequenze regolabile, rumore su frequenze vicino alla portante, rumore su frequenze lontano dalla portante, sensibilità alle variazioni della tensione di alimentazione, ... Tutti fattori che appaiono intrecciati, di riflesso questo significa che un set di formule matematiche universali attraverso le quali inserire i parametri operativi e ricavare il valore dei componenti così come le caratteristiche del segnale generato semplicemente non ve ne sono.

E' dunque comprensibile che si preferisca spesso copiare i circuiti degli oscillatori da progetti preesistenti così da azzerare i problemi. Ma inevitabilmente stando per riprodurre uno schema, magari già duplicato in precedenza da altri, si corre il rischio di realizzare un circuito nato bene ma poi degradato dai vari passaggi. Del resto il nostro libro nasce proprio per colmare tale vuoto che permea la letteratura tecnica. Prendiamo ad esempio nella trattazione che segue la configurazione Colpits con circuito risonante ad induttanza / capacità [gli oscillatori LC sono proposti anche su eBook in allestimento], per intenderci la struttura che prevede un partitore capacitivo nel circuito di retroazione. Nulla di complesso, basta un singolo transistor e pochi componenti passivi per realizzarne uno. E' facile constatare tuttavia che la medesima tipologia base si presenta negli schemi con una diversa combinazione nel valore dei componenti. Utilizziamo questo aspetto, che non è un dettaglio banale malgrado lo sembri, per fare chiarezza sui progetti ed approfondirne l'analisi così da ottenere dati che si dimostrino interessanti a livello pratico. Entriamo subito nel merito osservando la figura 1 e ponendo al momento attenzione alla sola parte dello schema che comprende il FET Q1 ed i componenti passivi connessi ai suoi i terminali.

Figura 1: schema di un oscillatore Colpitts

L'uso di un FET a giunzione invece di un transistor bipolare è abituale in questa configurazione, nella pratica con minimi interventi lo schema rimane inalterato per frequenze che spaziano dai KHz ai GHz. Il dispositivo Q1 opera a drain comune essendo questo terminale al potenziale di massa per la RF grazie alla presenza di C5. Fondamentalmente si può considerare lo stadio come un amplificatore che ripropone ai capi della resistenza di uscita R1 un segnale con la stessa fase, ed intensità poco inferiore, a quello presente sul gate. Il condensatore C3 riporta nel lato di ingresso il segnale applicandolo alla rete risonante formata da L1 e dalla coppia C1 e C2, sono questi ultimi tre componenti che determinano la frequenza di oscillazione. C1 e C2, evidenziati in rosso nella figura, sono tra loro in serie creando un partitore dove chiudere l'anello di retroazione positiva della rete. Qui vi è l'inghippo, sfogliando varie pagine su internet e sulle riviste il rapporto nel valore tra C1 e C2 lo si trova ben diverso per circuiti funzionanti sulla stessa banda di frequenza e magari che impiegano lo stesso FET. Come è possibile? Forse questo dettaglio incide poco sul funzionamento od al contrario alcuni progettisti hanno commesso un grave errore? Come si vede il peccato originale, per così dire, è un dubbio che per essere sciolto richiede una attenta serie di sperimentazioni per togliere ambiguità alla questione. Per illustrare su cosa verte l'analisi è utile semplificare lo schema dell'oscillatore come in figura 2 mettendo in luce la struttura equivalente della rete con l'induttanza L1 posta tra gate e drain di Q1 ed i condensatori C1 e C2 rispettivamente sul lato di ingresso e di uscita del FET.

Figura 2: configurazione equivalente dell'oscillatore Colpitts

Modificare le capacità mantenendo uguale il loro valore complessivo, rammentiamo che ai fini della risonanza si trovano in serie, permette di esplorare il comportamento del circuito. Nella maggior parte dei casi si trovano pubblicati schemi con rapporto tra le capacità di 1:1 oppure con C2 di poco superiore a C1, non mancano tuttavia casi ben più estremi e questo induce ad considerare un intervallo che spazi da 1:6 (C1 sei volte più piccolo di C2) fino a 5:1 (C1 cinque volte più grande di C2). Già così si intuisce che alterando il peso delle reattanze si cambia l'azione di retroazione (feedback) rendendo più o meno semplice al circuito di raggiungere una oscillazione stabile. E' un problema di qualità, per evidenziarlo si osservi la figura 3.

Figura 3: Andamento della forma d'onda in uscita all'oscillatore Colpitts

Il segnale in uscita nei primi istanti di accensione disegna una forma d'onda con ampiezza crescente fino al raggiungimento di un valore massimo costante. Quanto tempo si richiede a tale processo, la sua sensibilità a parametri come le caratteristiche del FET utilizzato, il Q della rete risonante, la tensione di alimentazione, la tolleranza dei componenti, sono alcuni tra i fattori che determinano la bontà di un progetto. Si ritorni ora alla figura 1 vagliando per intero lo schema. Dovendo sperimentare il circuito cambiando ripetutamente i condensatori C1 e C2 si è scelto in questa sperimentazione una frequenza abbastanza bassa, grossomodo sui 2 MHz. Ciò consente di minimizzare il peso delle capacità parassite semplificando l'analisi. Il diodo D1 ha la funzione di limitatore controllando l'ampiezza massima raggiunta dal segnale, questa soluzione in generale è preferibile a lasciare che sia la saturazione di Q1 a svolgere l'analogo compito. Riguardo al FET Q1 abbiamo eseguito prove con tre dispositivi tra loro assai diversi. Il 2N5484, preferito da molti autori nelle applicazioni RF e con media transconduttanza (2.5 mA/V). Il 2N3819, di ampia diffusione e per questo ritenuto un dispositivo universale ma tendenzialmente solo per usi BF con bassa transconduttanza (1.6 mA/V). Infine il J310 dalle prestazioni superiori ed adatto anche per le UHF oltre che dotato di alta transconduttanza (8 mA/V). Lo stadio buffer con Q2 è stato aggiunto per ragioni pratiche rendendo più semplice prelevare il segnale senza effetti di carico. La parte descritta è fondamentalmente la base di un circuito collaudato che certo molti avranno già visto.

Risultati delle sperimentazioni: i dati una volta elaborati hanno messo in evidenza diversi punti degni di attenzione, alcuni inaspettati. Il primo quesito cui dare risposta è comprendere come il rapporto tra C1 e C2 incide sull'ampiezza del segnale RF generato dall'oscillatore. La figura 4 mostra i particolari a riguardo per una tensione di alimentazione (Vcc) di 5 Volt.

Figura 4: Ampiezza del segnale RF in funzione del rapporto nel valore di capacità tra C1 e C2 per tre diversi FET come dispositivo Q1

Si noti che per facilitare la lettura del grafico gli assi orizzontali appaiono in più forme. Nel lato inferiore troviamo per primo le capacità espresse come rapporto puro, questo per rendere immediato apprezzare quanto C1 sia maggiore od inferiore a C2. Poco sopra lo stesso rapporto ha invece espressione numerica. Nel lato superiore si possono trovare i valori corrispondenti delle singole capacità. Essendo poste in serie il totale è sempre pari a 125 pF. Osservando le curve si vede che grossomodo la maggiore potenza viene sempre erogata quando il rapporto è compreso tra 1:2~1:1. Il dispositivo con gm nettamente più elevata, e dunque minore impedenza equivalente sul source, garantisce circa 1.5 dB in più rispetto gli altri FET che invece si comportano tra loro con minime differenze. Emerge inoltre che il 2N3819 ed il 2N5484 non possono venire utilizzati con un rapporto maggiore di 2:1 poichè con ripidità l'ampiezza va calando fino ad azzerare del tutto l'oscillazione. Nuovamente si distingue il J310 che invece, pure a sacrificio dell'ampiezza, mantiene in funzione il circuito.

Il secondo quesito, collegato ai dati poc'anzi illustrati, è capire come il rapporto tra le capacità determina l'insorgere di stabili oscillazioni. La figura 5 mostra le curve inerenti il tempo di stabilizzazione del circuito, questa misura non è tra le più semplici e per tale ragione è coretto riferirsi alla scala verticale per i soli ordini di grandezza temporali senza esigere precisione. In questo e nei grafici seguenti la scala orizzontale appare inoltre con un'unica espressione di C1/C2 senza ripetere tutte le formulazioni. Osservando le curve appare distintamente che il comportamento del circuito è in pratica indipendente dal tipo di FET entro l'ampio intervallo tra 1:6~2:1, oltre questo valore solo il J310 ha un graduale peggioramento della fase di start-up fino al limite di 5:1 mentre gli altri dispositivi tolgono stabilità all'oscillatore ben prima in modo brusco. In ogni caso dovendo ricordare che i transistor ad effetto di campo hanno intrinsecamente un'ampia dispersione nei parametri, soprattutto tensione di cutoff (Vp) e corrente di drain (Idss), il campo esteso per l'uso dei J310 è in parte legato al singolo componente. Due dispositivi con uguale sigla non necessariamente si comporteranno allo stesso modo quando si trovano a lavorare con C1 significativamente maggiore di C2.

Figura 5: Tempo di stabilizzazione del segnale RF in funzione del rapporto nel valore di capacità tra C1 e C2 per tre diversi FET come dispositivo Q1

Terzo quesito, rendere esplicito come il rapporto tra le capacità condiziona la stabilità in frequenza dell'oscillatore. Vi è da puntualizzare che ogni componente concorre in modo più o meno marcato a rendere variabile la frequenza generata dal circuito a seguito di cambiamenti in temperatura, tensione di alimentazione, impedenza di carico, eccetera. Uno schema ben progettato riesce a minimizzate talune di queste voci. Ad esempio aggiungendo in serie a C4 una resistenza di modesto valore si attenuano grandemente gli effetti dovuti alle reattanze di ingresso in Q2. Tra i fattori più aleatori da bilanciare vi è tuttavia la capacità tra i terminali di gate e source (Cgs) di Q1 che a volte diviene il contributo primario nello slittamento di frequenza. Lo stesso discorso non si applica per la capacità di giunzione del diodo D1 poichè è un componente "passivo" rispetto il FET che dissipando potenza DC genera calore nel semiconduttore. La Cgs ha un effetto differenziato ai capi di C1 e C2, ne risulta che variando il rapporto anche la stabilità cambia. In figura 6 potete osservare la tipica relazione tra i parametri in oggetto. Per rendere chiara la lettura della curva si consideri il punto di esempio A concernente un rapporto 1:2 nei condensatori, poniamo che la deriva di frequenza sia in tali condizioni di ±170 Hz (valore puramente di riferimento). Lo stesso circuito dimensionato con un rapporto di 1:4 tra C1/C2 vedrà incrementare lo slittamento a ±250 Hz come da esempio B. Al contrario scegliendo come rapporto 2:1 la deriva cala ad appena ±40 Hz, si veda il punto di esempio C.

Figura 6: Sensibilità della frequenza generata per una variazione di capacità tra gate e source di Q1 in funzione del rapporto tra C1 e C2

Conclusioni: in linea generale negli oscillatori Colpits il rapporto tra le capacità che formano il risonatore LC lo si trova compreso tra 1:1~1:2 ovvero con C2 uguale oppure fino al doppio di C1. Le analisi giustificano questa prassi. Operando in questo range vi è il picco di ampiezza del segnale RF e condizioni stabili per lo start-up. A ben guardare però emergono altre peculiarità di cui è utile tenere conto a seconda degli obiettivi che ci si pone con la propria realizzazione circuitale.

1. Per tensioni di alimentazione medie, 5~10 Volt, sostanzialmente tutti i FET hanno simile comportamento quando il rapporto tra C1/C2 è compreso in 1:1~1:4 e pertanto qualora le frequenze non siano elevate il più modesto dei transistor ad effetto di campo riesce a fare funzionare l'oscillatore. Naturalmente la purezza spettrale del segnale è tutt'altra cosa.

2. Per ottenere alte potenze in uscita a parità di condizioni sono preferibili i FET specifici per RF con alta transconduttanza, i vantaggi sono comunque modesti e sull'ordine di 1~2dB.

3. I circuiti con rapporto di capacità tra 2:1~5:1 hanno maggiore criticità nell'oscillare, i diversi FET non sono tra loro equivalenti in tali condizioni ma si riesce però a guadagnare una maggiore stabilità di frequenza.

Come si è visto talune discrepanze negli schemi pubblicati su riviste, tutorial RF, pagine online hanno una loro ragione di esistere avendo fondamento in esigenze ben circoscritte. Sviluppare buoni oscillatori è, e rimane, un'operazione difficile ma ciò non toglie che si possano individuare linee guida che aiutino a comprenderne le dinamiche.

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